在改進型差動放大器中，用恒流源取代射極電阻RE，既為差動放大電路設置了合適的靜態工作電流，又大大增強了共模負反饋作用，使電路具有了更強的抑製共模信號的能力，且不需要很高的電源電壓，所以，恒流源和差動放大電路簡直是一對絕配！恒流源既可以為放大電路提供合適的靜態電流，也可以作為有源負載取代高阻值的電阻，從而增大放大電路的電壓放大倍數。這種用法在集成運放電路中有非常廣泛的應用。本節將介紹常見的恒流源電路以及作為有源負載的應用，為後續內容的學習進行知識儲備。 一、鏡像恒流源電路 如圖1所示為鏡像恒流源電路，它由兩只特性完全相同的管子VT0和VT1構成，由於VT0管的c、b極連接，因此UCE0=UBE0，即VT0處於放大狀態，集電極電流IC0=β0*IB0。另外，管子VT0和VT1的b-e分別連接，所以它們的基極電流IB0=IB1=IB。設電流放大系數β0=β1=β，則兩管集電極電流IC0=IC1=IC=β*IB。可見，由於電路的這種特殊接法，使兩管集電極IC1和IC0呈鏡像關系，故稱此電路為鏡像恒流源（IR為基準電流，IC1為輸出電流）。 圖1  鏡像恒流源電路 鏡像恒流源電路簡單，應用廣泛。但是在電源電壓一定時，若要求IC1較大，則IR勢必增大，電阻R的功耗就增大，這是集成電路中應當避免的；若要求IC1較小，則IR勢必也小，電阻R的數值就很大，這在集成電路中很難做到，為此，人們就想到用其他方法解決，這樣就衍生出其他電流源電路。 二、比例恒流源電路 如圖2所示為比例恒流源電路，它由兩只特性完全相同的管子VT0和VT1構成，兩管的發射極分別串入電阻Re0和Re1。比例恒流電路源改變了IC1≈IR的關系，使IC1與IR呈比例關系，從而克服了鏡像恒流源電路的缺點。與典型的靜態工作點穩定電路一樣，Re0和Re1是電流負反饋電阻，因此與鏡像恒流源電路相比，比例恒流源的輸出電流IC1具有更高的穩定性。 當Re0＝Re1時，IC1仍然等於IR，但此電路的IR由式（2-4）約定，比式（2-2）的IR小，一般用於前置放大器的輸入級。 圖2  比例恒流源電路 三、微變恒流源電路 由式（2-3）可知，若Re0很小甚至於為零，則Re1只采用較小的電阻就能獲得較小的輸出電流，這種電路稱為微變恒流源，如圖3所示。集成運放輸入級靜態電流很小，往往只有幾十微安，甚至更小，因此微變電流源主要應用於集成運放輸入級的有源負載。 圖3  微變恒流源電路 四、多路恒流源電路 集成運放是一個多級放大電路，因而需要多路恒流源電路分別給各級提供合適的靜態電流。可以利用一個基準電流去獲得多個不同的輸出電流，以適應各級的需要。圖4所示電路是在比例恒流源基礎上得到的多路恒流源電路，IR為基準電流，IC1、IC2和IC3為三路輸出電流。由於各管的b-e間電壓UBE數值大致相等，因此可得近似關系 IE0Re0≈IE1Re1≈IE2Re2≈IE3Re3（2-6） 當IE0確定後，各級只要選擇合適的電阻，就可以得到所需的電流。 圖4  多路恒流源電路

放大電路的核心元件是三極管，所以要對三極管要有一定的瞭解。用三極管構成的放大電路的種類較多，我們用常用的幾種來解說一下（如圖1）。圖1是一共射的基本放大電路，一般我們對放大路要掌握些什麼內容？（1）分析電路中各元件的作用；（2）解放大電路的放大原理； （3）能分析計算電路的靜態工作點； （4）理解靜態工作點的設置目的和方法； 以上四項中，最後一項較為重要。 圖1中，C1，C2為耦合電容，耦合就是起信號的傳遞作用，電容器能將信號信號從前級耦合到後級，是因為電容兩端的電壓不能突變，在輸入端輸入交流信號後，因兩端的電壓不能突變因，輸出端的電壓會跟隨輸入端輸入的交流信號一起變化，從而將信號從輸入端耦合到輸出端。但有一點要說明的是，電容兩端的電壓不能突變，但不是不能變。R1、R2為三極管V1的直流偏置電阻，什麼叫直流偏置？簡單來說，做工要吃飯。要求三極管工作，必先要提供一定的工作條件，電子元件一定是要求有電能供應的了，否則就不叫電路了。 在電路的工作要求中，第一條件是要求要穩定，所以，電源一定要是直流電源，所以叫直流偏置。為什麼是通過電阻來供電？電阻就像是供水系統中的水龍頭，用調節電流大小的。所以，三極管的三種工作 狀態“：載止、飽和、放大”就由直流偏置決定，在圖1中，也就是由R1、R2來決定了。 首先，我們要知道如何判別三極管的三種工作狀態，簡單來說，判別工作於何種工作狀態可以根據Uce的大小來判別，Uce接近於電源電壓VCC，則三極管就工作於載止狀態，載止狀態就是說三極管基本上不工作，Ic電流較小（大約為零），所以R2由於沒有電流流過，電壓接近0V，所以Uce就接近於電源電壓VCC。 若Uce接近於0V，則三極管工作於飽和狀態，何謂飽和狀態？就是說，Ic電流達到了最大值，就算Ib增大，它也不能再增大了。 以上兩種狀態我們一般稱為開關狀態，除這兩種外，第三種狀態就是放大狀態，一般測Uce接近於電源電壓的一半。若測Uce偏向VCC，則三極管趨向於載止狀態，若測Uce偏向0V，則三極管趨向於飽和狀態。 ►►►理解靜態工作點的設置目的和方法放大電路，就是將輸入信號放大後輸出，（一般有電壓放大，電流放大和功率放大幾種，這個不在這討論內）。先說我們要放大的信號，以正弦交流信號為例說。在分析過程中，可以只考慮到信號大小變化是有正有負，其他不說。上面提到在圖1放大電路電路中，靜態工作點的設置為Uce接近於電源電壓的一半，為什麼？這是為了使信號正負能有對稱的變化空間，在沒有信號輸入的時候，即信號輸入為0，假設Uce為電源電壓的一半，我們當它為一水平線，作為一個參考點。當輸入信號增大時，則Ib增大，Ic電流增大，則電阻R2的電壓U2=Ic×R2會隨之增大，Uce=VCC-U2，會變小。U2最大理論上能達到等於VCC，則Uce最小會達到0V，這是說，在輸入信增加時，Uce最大變化是從1/2的VCC變化到0V。 同理，當輸入信號減小時，則Ib減小，Ic電流減小，則電阻R2的電壓U2=Ic×R2會隨之減小，Uce=VCC-U2，會變大。在輸入信減小時，Uce最大變化是從1/2的VCC變化到VCC。這樣，在輸入信號一定範圍內發生正負變化時，Uce以1/2VCC為准的話就有一個對稱的正負變化範圍，所以一般圖1靜態工作點的設置為Uce接近於電源電壓的一半。 要把Uce設計成接近於電源電壓的一半，這是我們的目的，但如何才能把Uce設計成接近於電源電壓的一半？這就是手段了。 這裏要先知道幾個東西，第一個是我們常說的Ic、Ib，它們是三極管的集電極電流和基極電流，它們有一個關係是Ic=β×Ib，但我們初學的時候，老師很明顯的沒有告訴我們，Ic、Ib是多大才合適？這個問題比較難答，因為牽涉的東西比較的多，但一般來說，對於小功率管，一般設Ic在零點幾毫安培到幾毫安培，中功率管則在幾毫安培到幾十毫安培，大功率管則在幾十毫安培到幾安。 在圖 1 中，設 Ic 為 2mA，則電阻 R2 的阻值就可以由 R=U/I 來計算，VCC 為 12V，則 1/2VCC為 6V，R2 的阻值為 6V/2mA，為 3KΩ。Ic 設定為 2 毫安培，則 Ib 可由 Ib=Ic/β推出，關健是β的取值了，β一般理論取值 100 ，則 Ib=2mA/100=20#A ，則 R1= （ VCC-0.7V ）/Ib=11.3V/20#A=56.5KΩ， 但實際上，小功率管的β值遠不止 100，在 150 到 400 之間，或者更高，所以若按上面計算來做，電路是有可能處於飽和狀態的，所以有時我們不明白，計算沒錯，但實際不能用，這是因為還少了一點實際的指導，指出理論與實際的差別。這種電路受β值的影響大，每個人計算一樣時，但做出來的結果不一定相同。也就是說，這種電路的穩定性差，實際應用較少。但如果改為圖 2 的分壓式偏置電路，電路的分析計算和實際電路測量較為接近。 在圖 2 […]

01 电源电路 直流稳压电源是电子设备的能源电路，关系到整个电路设计的稳定性和可靠性，是电路设计中非常关键的一个环节。本节重点介绍三端固定式（正、负压）集成稳压器、三端可调式（正、负压）集成稳压器以及 DC-DC 电路等组成的典型电路设计。 电源处理框图 整流电路的作用是将交流电压 U1变换成脉动的直流 U2，它主要有半波整流、全波整流方式，可以由整流二极管构成整流桥堆来执行，常见的整流二极管有 IN4007、 IN5148 等，桥堆有 RS210 等。滤波电路作用是将脉动直流 U2滤除纹波，变成纹波小的 U3，常见的电路2有 RC 滤波、 KL 滤波、∏型滤波等，常用的选 RC 滤波电路。 集中整流形式 实际应用电路中，芯片输入端和输出端与地之间除分别接大容量滤波电容外，通常还需在芯片引出脚根部接小容量（ 0.1µF～10µF）电容 Ci、 Co 到地。Ci 用于抑制芯片自激振荡， Co 用于压窄芯片的高频带宽，减小高频噪声。Ci 和 Co 的具体取值应随芯片输出电压高低及应用电路的方式不同而异。 78 系列三端稳压器基本应用电路 02 运算放大器电路 运算放大器一般可分为通用型、精密型、低噪声型、高速型、低电压低功率型、单电源型等几种。表示运算放大器性能的参数有：单/双电源工作电压、电源电流、输入失调电压、输入失调电流、输入电阻、转换速率、差模输入电阻、失调电流温漂、输入偏置电流、偏置电流温漂、差模电压增益、共模电压增益、单位增益带宽、电源电压抑制、差模输入电压范围、共模输入电压范围、输入噪声电压、输入噪声电流、失调电压温漂、建立时间、长时间漂移等。 同相输入比例运算电路 反相输入比例求和电路 差动放大电路 03 信号产生电路 在各种电子设计制作过程中，需要产生各种波形，如矩形波，正弦波，三角波，单脉冲波等。产生的方法主要利用运算放大器或专用模拟集成电路，配以少量的外接元件可以构成各种类型的信号发生器。 分立模拟电路构成矩形波产生电路 自激式的等效电感振荡器 04 信号处理电路 信号处理电路主要利用集成运算放大器或专用模拟集成电路， 配以少量的外接元件可以构成各种功能的处理电路。主要功能有信号放大、信号滤波、阻抗匹配、电平变换、非线性补偿、电流/电压转换、电压/频率转换等。 运放组成的有源低通滤波器 声音报警电路 05 传感器及其应用电路 […]

在做信号控制以及驱动时，为了加快控制速度，经常要使用推挽电路。推挽电路可以由两种结构组成：分别是上P下N，以及上N下P。其原理图如下所示： 在平时中，我个人经常遇到的推挽电路是第一种。当我每次问身边的工程师：“为什么不选择使用第二种？第二种是上P下N型，这样的管子在实际中用起来，理论中比上N下P型更有优势呀。”但是实际中，从来也没有人正面地回答我，为什么不适用上P下N。或许很多人都会不屑去回答这个问题，但是这个问题确实是电子设计初学者几乎都会考虑的问题。今天我就捋一捋这个小问题。先来看看上N下P型，从该原理图可以知道，其输出信号与输入信号的相位是相同的，即输入时高。输出就是高。但是根据N管的工作特点——N管的输出电压幅值=Vb=0.7V，所以改模型的输出幅值会受到输出信号的限制。所以这对输入信号的幅值要求比较苛刻，否则可能会导致后级的高电平信号不够高。 其输出的效果图如上图所示，可能细心的人会发现，当输入信号的高电平低于电源电压时，这意味着上N管的CE节将会承受较高的电压。这也就意味着上管将有着发热坏的风险。这个结论是存在一定的道理的，但实际中，当推挽电路在做信号控制时，其中流过的电流并不会很大，所以这种情况下，上管也不容易坏。但是如果推挽电路用于驱动负载时，则此时的管子会流过大电流，此时若输入信号幅度较低，则上管的发热量真的会很严重。当然，当输入信号的低电平高于参考电压时，下P管也会存在同样的问题。 对于上P下N的模型，从原理图可以知道，该模型的输出与输出是反相的。即当输入为高时，输出则为低。而实际的应用电路中，我们可以将其与上N下P模型进行对比。对比之后可以发现，上P下N模型的三极管基极会串了一个电阻，但是上N下P在实际应用中可以将其省略。上P下N模型中要加这两个电阻的原因是为了将上P管与下N管进行信号隔离。假如不进行信号隔离，从原理图中可以知道，上P管的信号其实是会影响下N管的。 从以上电路中可以知道，当P管导通时，其信号会流经N管，这时就会导致P、N管的串通问题。所以该电阻不能省。可能很多人觉得，加两个电阻没什么，但是如果放在实际生产中，假如一个电阻的价格为0.1分，则生产一千万个产品则意味着“因为这两个电阻，成本将直接地上升一万元。”另外，我们往往以为加了一个电阻之后就万事大吉了，其实并不是。尽管加了电阻，我们还要严格保证输入端要一直有信号且其信号的幅值足够高，否则一样会导致串通问题。 但是，即使能够保证控制信号的幅值足够高，但是当信号在进行“高——低”转换的时候，其中必会经过一个信号的转换区间，这说明，在信号进行跳变时，依旧会存在串通的问题。要解决这个问题，就要求控制信号的压摆率远远大于三极管的导通时间（即在保证三极管还没做出开关反应时，控制信号就已经完成了信号转换，以避免串通现象）。 上N下P模型  相位关系：同相；信号幅值关系：输出的幅值受到输出幅值的限制，输出幅值=输入幅值-0.7V（忽略P管的导通压降） 注意事项： 当输入信号的高电平低于电源电压时，上N管可能会发热严重；当输入信号的低电平高于参考电压时，下P管可能会发热严重 上P下N模型  输出与输入关系相位关系：反相； 信号幅值关系：当满足三极管的饱和导通条件时，输入与输出的关系不大； 注意事项： 1、两个三极管的基极需要串联一个电阻；2、输入端需要一直存在控制信号，且控制信号的幅度要保证两三极管不会串通； 3、控制信号的压摆率要远大于三极管的开关速度，以防止在电平转换时出现串通现象。 当然，上P下N模型只是在栅极型（即三极管模型）中才会存在缺点，在场效应管（mos管）中还是很受欢迎的。文章整理自网络，如有侵权，请联系删除

推挽电路的应用非常广泛，比如单片机的推挽模式输出，PWM控制器输出，桥式驱动电路等。推挽的英文单词：Push-Pull，顾名思义就是推-拉的意思。所以推挽电路又叫推拉式电路。 常见推挽电路 推挽电路有很多种，根据用法的不同有所差异，但其本质都是功率放大，增大输入信号的驱动能力，且具有两个特点：a：很强的灌电流，即向负载注入大电流；b：很强的拉电流，即从负载抽取大电流。 如图1由NPN+PNP三极管组成的推挽电路，这就是我们常用的互补推挽电路。特点是输出阻抗很小，驱动能力很强。 图1 互补推挽电路 如图2，输入信号由低电平跳变到高电平，上管导通。 图2 上管导通 如图3，输入信号由高电平跳变到低电平，下管导通。 图3 下管导通 如图4，NPN+PNP构成的互补推挽电路是共射极输出，在任意时刻，有且只有其中一个管子导通有输出。 图4 共射极输出 有朋友觉得三极管不都是集电极(C)作为输出吗？怎么画风变了。按常规思路应该是如图5所示的电路图；如果单独输入是0V或12V，那么该电路看似没有毛病，但是输入信号是变化的，电压信号高低电平的跳变有过渡的过程，所以在某个中间电压时会出现两个管子同时导通的情况，这是要炸管的，切记！ 图5 错误的推挽电路 如图6为推挽驱动MOS管的电机调速电路，MOS管的G极灌电流及拉电流都很大，于是MOS管的开通和关断时间都非常短，平台电压也非常窄，可有效降低开关损耗。 图6 电机调速电路 当然，如图7把三极管替换成MOS管也是完全可以的，驱动能力会更强劲。 图7 MOS管结构的互补推挽 以上互补推挽电路的输入信号幅值必须和推挽供电电压一致，比如推挽供电电压为12V，那么输入的PWM信号的幅值也必须是12V。如果输入低于12V，输出也也会低于12V，参考图4所示，那么在管子上形成的压降会导致管子发热严重。 图腾柱电路 有没有小电压驱动大电压的推挽结构呢？当然有，在很多驱动芯片里非常常见，我们管TA叫图腾柱；如图8所示。 图8 如图9的红框内，图腾柱由NPN+NPN构成，上管前级有个非门。（实际上，芯片框图对有些功能只以模块化展示，涉及的细节属于绝密是不可能呈现出来的） 图腾柱电路 为什么芯片采用图腾柱而不是互补推挽呢？原因是芯片内部的工作电压为5V（VCC经过芯片内部的线性电源得到5V），由前面对互补推挽的分析得知该结构并不适用于小电压驱动大电压；于是图腾柱结构的推挽孕育而生。 图9 图腾柱 如图10为图腾柱仿真电路，信号源为5V/1k的方波，二极管D1的作用是防止Q3、Q4同时导通而导致炸管。 图10 图腾柱仿真电路 如图11为图腾柱仿真波形，输出与输入相位相反，黄色表示Ui输入波形，蓝色表示Uo输出波形，实现了小电压驱动大电压的推挽输出。 图11 图腾柱仿真波形 如图12为互补推挽仿真电路，信号源为12V/1k的方波。 图12 互补推挽仿真电路 如图13为互补推挽仿真波形，输出与输入相位一致，黄色表示Ui输入波形，蓝色表示Uo输出波形。 图13 互补推挽仿真波形 然而，我们常用的运放也是推挽输出，运放的一个特性就是输入阻抗很大，输出阻抗很小，输出如图14红框所示，输出阻抗不到200Ω。 图14 运放的推挽输出 如图15，运放输出端与反相输入端直接相连就构成了常用的跟随器，输出电压等于输入电压，驱动能力大大增强。 图15 跟随器 要点小结 图腾柱是NPN+NPN结构，互补推挽是NPN+PNP结构；图腾柱有非线性特征，只能用于PWM输出，而互补推挽有线性特征，除了用于PWM输出外，还可用于模拟信号输出；图腾柱多见于PWM芯片驱动，用于直接驱动功率MOS管；互补推挽多见于搭建的电路以及MCU（单片机）、运放等芯片； PWM控制时，图腾柱输入电压可小于驱动电压，而互补推挽必须是输入电压与驱动电压相等。 关于图腾柱和互补推挽，很多时候都被认定是同一个电路（且存在争议），其实不然，正确认识以及了解它们的区别后，相信读者对它们有个全新的认识。 本文作者系头条号@电卤药丸，版权归原作者所有

1.原理图 1. RS485接口6KV防雷电路设计方案 （RS485接口防雷电路） 接口电路设计概述：RS485用于设备与计算机或其它设备之间通讯，在产品应用中其走线多与电源、功率信号等混合在一起，存在EMC隐患。本方案从EMC原理上，进行了相关的抑制干扰和抗敏感度的设计，从设计层次解决EMC问题。 2.电路EMC设计说明 A.电路滤波设计要点L1为共模电感，共模电感能够对衰减共模干扰，对单板内部的干扰以及外部的干扰都能抑制，能提高产品的抗干扰能力，同时也能减小通过429信号线对外的辐射，共模电感阻抗选择范围为120Ω/100MHz ~2200Ω/100MHz，典型值选取1000Ω/100MHz。C1、C2为滤波电容，给干扰提供低阻抗的回流路径，能有效减小对外的共模电流以同时对外界干扰能够滤波;电容容值选取范围为22PF~1000pF，典型值选取100pF;若信号线对金属外壳有绝缘耐压要求，那么差分线对地的两个滤波电容需要考虑耐压; 当电路上有多个节点时要考虑降低或去掉滤波电容的值。C3为接口地和数字地之间的跨接电容，典型取值为1000pF， C3容值可根据测试情况进行调整; B.电路防雷设计要点 为了达到IEC61000-4-5或GB17626.5标准，共模6KV，差模2KV的防雷测试要求，D4为三端气体放电管组成第一级防护电路，用于抑制线路上的共模以及差模浪涌干扰，防止干扰通过信号线影响下一级电路; 气体放电管标称电压VBRW要求大于13V，峰值电流IPP要求大于等于143A，峰值功率WPP要求大于等于1859W;PTC1、PTC2为热敏电阻组成第二级防护电路，典型取值为10Ω/2W; 为保证气体放电管能顺利的导通，泄放大能量必须增加此电阻进行分压，确保大部分能量通过气体放电管走掉; D1~D3为TSS管(半导体放电管)组成第三级防护电路，TSS管标称电压VBRW要求大于8V，峰值电流IPP要求大于等于143A;峰值功率WPP要求大于等于1144W; 3.接口电路设计备注 如果设备为金属外壳，同时单板可以独立的划分出接口地，那么金属外壳与接口地直接电气连接，且单板地与接口地通过1000pF电容相连;如果设备为非金属外壳，那么接口地PGND与单板数字地GND直接电气连接。 PCB设计 1. RS485接口电路布局 （RS485接口滤波及防护电路布局） 方案特点：(1)防护器件及滤波器件要靠近接口位置处摆放且要求摆放紧凑整齐，按照先防护后滤波的规则，走线时要尽量避免走线曲折的情况;(2) 共模电感与跨接电容要置于隔离带中。 方案分析： (1)接口及接口滤波防护电路周边不能走线且不能放置高速或敏感的器件; (2) 隔离带下面投影层要做掏空处理，禁止走线。 2. RS485接口电路分地设计 方案特点：(1)为了抑制内部单板噪声通过RS485接口向外传导辐射，也为了增强单板对外部干扰的抗扰能力，在RS485接口处增加滤波器件进行抑制，以滤波器件位置大小为界，划分出接口地;(2)隔离带中可以选择性的增加电容作为两者地之间的连接，电容C4、C5取值建议为1000pF，信号线上串联共模电感CM与电容滤波，并与接口地并联GDT和TVS管进行防护;且所有防护器件都靠近接口放置，共模电感CM置于隔离带内，具体布局如图示。 方案分析： (1)当接口与单板存在相容性较差或不相容的电路时，需要在接口与单板之间进行“分地”处理，即根据不同的端口电压、电平信号和传输速率来分别设置地线。“分地”，可以防止不相容电路的回流信号的叠加，防止公共地线阻抗耦合; (2)“分地”现象会导致回流信号跨越隔离带时阻抗变大，从而引起极大的EMC风险，因此在隔离带间通过电容来给信号提供回流路径。