我們在平常的PCB設計中會遇到各種各樣的安全間距的問題，比如像過孔跟焊盤的間距，走線跟走線之間的間距等等都是我們應該要考慮到的地方。那麽我們今天就把這些間距要求分為兩類，一類是：電氣安全間距；另一類為：非電氣安全間距。 電氣安全間距： 1.導線之間間距： 根據PCB生產產家的生產能力，走線與走線之間的間距不得低於4MIL。線距，也是線到線，線到焊盤的間距。那麽，從我們的生產角度出發的話，當然是在有條件的情況下越大越好了。一般常規的10MIL比較常見了。 2.焊盤孔徑與焊盤寬度： 根據PCB生產廠家，焊盤孔徑如果以機械鉆孔方式，不得低於0.2mm，如果以鐳射鉆孔方式，不得低於4mil。而孔徑公差根據板材不同略微有所區別。一般能管控在0.05mm以內內。焊盤寬度不得低0.2mm。 3.焊盤與焊盤之間的間距： 根據PCB生產廠家的加工能力，焊盤與焊盤之間間距不得小於0.2MM。 4.銅皮與板邊之間的間距： 帶電銅皮與PCB板邊的間距不小於0.3mm，如果是大面積鋪銅，通常也是與板邊需要有內縮距離，一般設為20mil。一般情況下，出於電路板成品機械考慮，或者避免銅皮裸露在板邊可能引起的卷邊或電氣短路等情況發生，工程師經常會將大面積鋪銅塊相對於板邊內縮20mil，而不是一直將銅皮鋪到板邊沿。這種銅皮內縮的處理方法有很多種。比如板邊繪制keepout層，然後設置鋪銅與keepout的距離。 非電氣安全間距： 1. 字符的寬度和高度及間距： 關於絲印的字符我們一般使用常規的值如：5/30 6/36 MIL等。因為當文字太小時，加工印刷出來會模糊不清。 2.絲印到焊盤的距離： 絲印不允許上焊盤。因為絲印若蓋上焊盤，在上錫的時候絲印處將不能上錫，從而影響元器件裝貼。一般板廠要求預留8mil的間距。如果是因為一些PCB板面積是在很緊密，我們做到4MIL的間距也是勉強可以接受的。那麽，如果絲印在設計時不小心蓋過焊盤，板廠在制造時會自動消除留在焊盤上的絲印部分以保證焊盤上錫。所以需要我們註意一下。 3.機械結構上的3D高度和水平間距： PCB上器件在裝貼時要考慮到水平方向上和空間高度上會不會與其他機械結構有沖突。因此在設計時，要充分考慮到元器件之間，以及PCB成品與產品外殼之間，空間結構上的適配性，為各目標對象預留安全間距。

PN結二極管經常用來制作電開關。在正偏狀態，即開態，很小的外加電壓就能產生較大的電流；在反偏狀態，即關態，只有很小的電流存在於PN結內。  我們感興趣的開關電路參數就是電路的開關速度。下面的內容會定性地討論二極管的開關瞬態以及電荷的存儲效應。在不經任何數學推導的情況下，簡單給出描述開關時間的表達式。   二極管的作用 利用二極管正、反向電流相差懸殊這一特性，可以把二極管作開關使用。 當開關K打向A時，二極管處於正向，電流很大，相當於接有負載的外回路與電源相連的開關閉合，回路處於接通狀態（開態）； 當開關K打向B時，二極管處於反向，反向電流很小，相當於外回路的開關斷開，回路處於斷開狀態（關態）。 V1為外加電源電壓，VJ為二極管的正向壓降，對矽管VJ約為0.7V，鍺管VJ約為0.25V，RL為負載電阻。 在開態時，流過負載的穩態電流為I1： 通常VJ遠小於V1，所以上式可近似寫為： 在關態時，流過負載的電流就是二極管的反向電流IR。 假設外加脈沖的波形如圖(a)所示，則流過二極管的電流就如圖(b)所示。 接通過程中，二極管P區向N區輸運大量空穴，N區向P區輸運大量電子。隨著時間的延長，N區內空穴和P區內電子不斷增加，直到穩態時停止。在穩態時，流入N區的空穴正好與N區內復合掉的空穴數目相等，流入P區的電子也正好與P區內復合掉的電子數目相等，達到動態平衡，流過P-N結的電流為一常數I1。 隨著勢壘區邊界上的空穴和電子密度的增加，P-N結上的電壓逐步上升，在穩態即為VJ。此時，二極管就工作在導通狀態。 當某一時刻在外電路上加的正脈沖跳變為負脈沖時： 正向時積累在各區的大量少子要被反向偏置電壓拉回到原來的區域，開始時的瞬間，流過P-N結的反向電流很大，經過一段時間後，原本積累的載流子一部分通過復合，一部分被拉回原來的區域，反向電流才恢復到正常情況下的反向漏電流值IR。 正向導通時少數載流子積累的現象稱為電荷儲存效應。二極管的反向恢復過程就是由於電荷儲存所引起的。反向電流保持不變的這段時間就稱為儲存時間ts。在ts之後，P-N結上的電流到達反向飽和電流IR，P-N結達到平衡。定義流過P-N結的反向電流由I2下降到0.1 I2時所需的時間為下降時間tf。儲存時間和下降時間之和為（ts+tf）稱為P-N結的關斷時間（即為反向恢復時間）。 反向恢復時間限制了二極管的開關速度： 如果脈沖持續時間比二極管反向恢復時間長得多，這時負脈沖能使二極管徹底關斷，起到良好的開關作用； 如果脈沖持續時間和二極管的反向恢復時間差不多甚至更短的話，這時由於反向恢復過程的影響，負脈沖不能使二極管關斷。 所以要保持良好的開關作用，脈沖持續時間不能太短，也就意味著脈沖的重復頻率不能太高，這就限制了開關的速度。

壹位工程師曾經對我講，他從來不看MOSFET數據表的第壹頁，因為“實用”的信息只在第二頁以後才出現。事實上，MOSFET數據表上的每壹頁都包含有對設計者非常有價值的信息。但人們不是總能搞得清楚該如何解讀制造商提供的數據。本文概括了壹些MOSFET的關鍵指標，這些指標在數據表上是如何表述的，以及妳理解這些指標所要用到的清晰圖片。像大多數電子器件壹樣，MOSFET也受到工作溫度的影響。所以很重要的壹點是了解測試條件，所提到的指標是在這些條件下應用的。還有很關鍵的壹點是弄明白妳在“產品簡介”裏看到的這些指標是“最大”或是“典型”值，因為有些數據表並沒有說清楚。 電壓等級 確定MOSFET的首要特性是其漏源電壓VDS，或“漏源擊穿電壓”，這是在柵極短路到源極，漏極電流在250μA情況下，MOSFET所能承受的保證不損壞的最高電壓。VDS也被稱為“25℃下的絕對最高電壓”，但是壹定要記住，這個絕對電壓與溫度有關，而且數據表裏通常有壹個“VDS溫度系數”。妳還要明白，最高VDS是直流電壓加上可能在電路裏存在的任何電壓尖峰和紋波。例如，如果妳在電壓30V並帶有100mV、5ns尖峰的電源裏使用30V器件，電壓就會超過器件的絕對最高限值，器件可能會進入雪崩模式。在這種情況下，MOSFET的可靠性沒法得到保證。 在高溫下，溫度系數會顯著改變擊穿電壓。例如，壹些600V電壓等級的N溝道MOSFET的溫度系數是正的，在接近最高結溫時，溫度系數會讓這些MOSFET變得象650V MOSFET。很多MOSFET用戶的設計規則要求10%～20%的降額因子。在壹些設計裏，考慮到實際的擊穿電壓比25℃下的額定數值要高5%~10%，會在實際設計中增加相應的有用設計裕量，對設計是很有利的。 對正確選擇MOSFET同樣重要的是理解在導通過程中柵源電壓VGS的作用。這個電壓是在給定的最大RDS(on)條件下，能夠確保MOSFET完全導通的電壓。這就是為什麽導通電阻總是與VGS水平關聯在壹起的原因，而且也是只有在這個電壓下才能保證器件導通。壹個重要的設計結果是，妳不能用比用於達到RDS(on)額定值的最低VGS還要低的電壓，來使MOSFET完全導通。例如，用3.3V微控制器驅動MOSFET完全導通，妳需要用在VGS= 2.5V或更低條件下能夠導通的MOSFET。 導通電阻，柵極電荷，以及“優值系數” MOSFET的導通電阻總是在壹個或多個柵源電壓條件下確定的。最大RDS(on)限值可以比典型數值高20%～50%。 RDS(on)最大限值通常指的25℃結溫下的數值，而在更高的溫度下，RDS(on)可以增加30%～150%，如圖1所示。由於RDS(on)隨溫度而變，而且不能保證最小的電阻值，根據RDS(on)來檢測電流不是很準確的方法。 圖1 RDS(on)在最高工作溫度的30%～150%這個範圍內隨溫度增加而增加 導通電阻對N溝道和P溝道MOSFET都是十分重要的。在開關電源中，Qg是用在開關電源裏的N溝道MOSFET的關鍵選擇標準，因為Qg會影響開關損耗。這些損耗有兩個方面影響：壹個是影響MOSFET導通和關閉的轉換時間；另壹個是每次開關過程中對柵極電容充電所需的能量。要牢記的壹點是，Qg取決於柵源電壓，即使用更低的Vgs可以減少開關損耗。 作為壹種快速比較準備用在開關應用裏MOSFET的方式，設計者經常使用壹個單數公式，公式包括表示傳導損耗RDS(on)及表示開關損耗的Qg：RDS(on) xQg。這個“優值系數”(FOM)總結了器件的性能，可以用典型值或最大值來比較MOSFET。要保證在器件中進行準確的比較，妳需要確定用於RDS(on) 和Qg的是相同的VGS，在公示裏典型值和最大值沒有碰巧混在壹起。較低的FOM能讓妳在開關應用裏獲得更好的性能，但是不能保證這壹點。只有在實際的電路裏才能獲得最好的比較結果，在某些情況下可能需要針對每個MOSFET對電路進行微調。 額定電流和功率耗散 基於不同的測試條件，大多數MOSFET在數據表裏都有壹個或多個的連續漏極電流。妳要仔細看看數據表，搞清楚這個額定值是在指定的外殼溫度下(比如TC = 25℃)，或是環境溫度(比如TA = 25℃)。這些數值當中哪些是最相關將取決於器件的特性和應用(見圖2)。 圖2  全部絕對最大電流和功率數值都是真實的數據 對於用在手持設備裏的小型表面貼裝器件，關聯度最高的電流等級可能是在70℃環境溫度下的電流，對於有散熱片和強制風冷的大型設備，在TA = 25℃下的電流等級可能更接近實際情況。對於某些器件來說，管芯在其最高結溫下能夠處理的電流要高於封裝所限定的電流水平，在壹些數據表，這種“管芯限定”的電流等級是對“封裝限定”電流等級的額外補充信息，可以讓妳了解管芯的魯棒性。 對於連續的功率耗散也要考慮類似的情況，功耗耗散不僅取決於溫度，而且取決於導通時間。設想壹個器件在TA= 70℃情況下，以PD=4W連續工作10秒鐘。構成“連續”時間周期的因素會根據MOSFET封裝而變化，所以妳要使用數據表裏的標準化熱瞬態阻抗圖，看經過10秒、100秒或10分鐘後的功率耗散是什麽樣的。如圖3所示，這個專用器件經過10秒脈沖後的熱阻系數大約是0.33，這意味著經過大約10分鐘後，壹旦封裝達到熱飽和，器件的散熱能力只有1.33W而不是4W，盡管在良好冷卻的情況下器件的散熱能力可以達到2W左右。 圖3   MOSFET在施加功率脈沖情況下的熱阻 實際上，我們可以把MOSFET選型分成四個步驟。 第壹步：選用N溝道還是P溝道 為設計選擇正確器件的第壹步是決定采用N溝道還是P溝道MOSFET。在典型的功率應用中，當壹個MOSFET接地，而負載連接到幹線電壓上時，該MOSFET就構成了低壓側開關。在低壓側開關中，應采用N溝道MOSFET，這是出於對關閉或導通器件所需電壓的考慮。當MOSFET連接到總線及負載接地時，就要用高壓側開關。通常會在這個拓撲中采用P溝道MOSFET，這也是出於對電壓驅動的考慮。 要選擇適合應用的器件，必須確定驅動器件所需的電壓，以及在設計中最簡易執行的方法。下壹步是確定所需的額定電壓，或者器件所能承受的最大電壓。額定電壓越大，器件的成本就越高。根據實踐經驗，額定電壓應當大於幹線電壓或總線電壓。這樣才能提供足夠的保護，使MOSFET不會失效。就選擇MOSFET而言，必須確定漏極至源極間可能承受的最大電壓，即最大VDS。知道MOSFET能承受的最大電壓會隨溫度而變化這點十分重要。設計人員必須在整個工作溫度範圍內測試電壓的變化範圍。額定電壓必須有足夠的余量覆蓋這個變化範圍，確保電路不會失效。設計工程師需要考慮的其他安全因素包括由開關電子設備(如電機或變壓器)誘發的電壓瞬變。不同應用的額定電壓也有所不同；通常，便攜式設備為20V、FPGA電源為20～30V、85～220VAC應用為450～600V。 第二步：確定額定電流 第二步是選擇MOSFET的額定電流。視電路結構而定，該額定電流應是負載在所有情況下能夠承受的最大電流。與電壓的情況相似，設計人員必須確保所選的MOSFET能承受這個額定電流，即使在系統產生尖峰電流時。兩個考慮的電流情況是連續模式和脈沖尖峰。在連續導通模式下，MOSFET處於穩態，此時電流連續通過器件。脈沖尖峰是指有大量電湧(或尖峰電流)流過器件。壹旦確定了這些條件下的最大電流，只需直接選擇能承受這個最大電流的器件便可。 選好額定電流後，還必須計算導通損耗。在實際情況下，MOSFET並不是理想的器件，因為在導電過程中會有電能損耗，這稱之為導通損耗。MOSFET在“導通”時就像壹個可變電阻，由器件的RDS(ON)所確定，並隨溫度而顯著變化。器件的功率耗損可由Iload2×RDS(ON)計算，由於導通電阻隨溫度變化，因此功率耗損也會隨之按比例變化。對MOSFET施加的電壓VGS越高，RDS(ON)就會越小；反之RDS(ON)就會越高。對系統設計人員來說，這就是取決於系統電壓而需要折中權衡的地方。對便攜式設計來說，采用較低的電壓比較容易(較為普遍)，而對於工業設計，可采用較高的電壓。註意RDS(ON)電阻會隨著電流輕微上升。關於RDS(ON)電阻的各種電氣參數變化可在制造商提供的技術資料表中查到。 技術對器件的特性有著重大影響，因為有些技術在提高最大VDS時往往會使RDS(ON)增大。對於這樣的技術，如果打算降低VDS和RDS(ON)，那麽就得增加晶片尺寸，從而增加與之配套的封裝尺寸及相關的開發成本。業界現有好幾種試圖控制晶片尺寸增加的技術，其中最主要的是溝道和電荷平衡技術。 在溝道技術中，晶片中嵌入了壹個深溝，通常是為低電壓預留的，用於降低導通電阻RDS(ON)。為了減少最大VDS對RDS(ON)的影響，開發過程中采用了外延生長柱/蝕刻柱工藝。例如，飛兆半導體開發了稱為SuperFET的技術，針對RDS(ON)的降低而增加了額外的制造步驟。 這種對RDS(ON)的關註十分重要，因為當標準MOSFET的擊穿電壓升高時，RDS(ON)會隨之呈指數級增加，並且導致晶片尺寸增大。SuperFET工藝將RDS(ON)與晶片尺寸間的指數關系變成了線性關系。這樣，SuperFET器件便可在小晶片尺寸，甚至在擊穿電壓達到600V的情況下，實現理想的低RDS(ON)。結果是晶片尺寸可減小達35%。而對於最終用戶來說，這意味著封裝尺寸的大幅減小。 第三步：確定熱要求 選擇MOSFET的下壹步是計算系統的散熱要求。設計人員必須考慮兩種不同的情況，即最壞情況和真實情況。建議采用針對最壞情況的計算結果，因為這個結果提供更大的安全余量，能確保系統不會失效。在MOSFET的資料表上還有壹些需要註意的測量數據；比如封裝器件的半導體結與環境之間的熱阻，以及最大的結溫。 器件的結溫等於最大環境溫度加上熱阻與功率耗散的乘積(結溫=最大環境溫度+[熱阻×功率耗散])。根據這個方程可解出系統的最大功率耗散，即按定義相等於I2×RDS(ON)。由於設計人員已確定將要通過器件的最大電流，因此可以計算出不同溫度下的RDS(ON)。值得註意的是，在處理簡單熱模型時，設計人員還必須考慮半導體結/器件外殼及外殼/環境的熱容量；即要求印刷電路板和封裝不會立即升溫。 雪崩擊穿是指半導體器件上的反向電壓超過最大值，並形成強電場使器件內電流增加。該電流將耗散功率，使器件的溫度升高，而且有可能損壞器件。半導體公司都會對器件進行雪崩測試，計算其雪崩電壓，或對器件的穩健性進行測試。計算額定雪崩電壓有兩種方法；壹是統計法，另壹是熱計算。而熱計算因為較為實用而得到廣泛采用。不少公司都有提供其器件測試的詳情，如飛兆半導體提供了“Power MOSFET Avalanche Guidelines”（ Power MOSFET Avalanche Guidelines–可以到Fairchild網站去下載）。除計算外，技術對雪崩效應也有很大影響。例如，晶片尺寸的增加會提高抗雪崩能力，最終提高器件的穩健性。對最終用戶而言，這意味著要在系統中采用更大的封裝件。 第四步：決定開關性能 選擇MOSFET的最後壹步是決定MOSFET的開關性能。影響開關性能的參數有很多，但最重要的是柵極/漏極、柵極/ 源極及漏極/源極電容。這些電容會在器件中產生開關損耗，因為在每次開關時都要對它們充電。MOSFET的開關速度因此被降低，器件效率也下降。為計算開關過程中器件的總損耗，設計人員必須計算開通過程中的損耗(Eon)和關閉過程中的損耗(Eoff)。MOSFET開關的總功率可用如下方程表達：Psw=(Eon+Eoff)×開關頻率。而柵極電荷(Qgd)對開關性能的影響最大。 […]

MOS設計選型的幾個基本原則 建議初選之基本步驟： 01 電壓應力 在電源電路應用中，往往首先考慮漏源電壓 VDS 的選擇。在此上的基本原則為 MOSFET 實際工作環境中的最大峰值漏源極間的電壓不大於器件規格書中標稱漏源擊穿電壓的 90% 。即：VDS_peak ≤ 90% * V(BR)DSS 註：壹般地， V(BR)DSS 具有正溫度系數。故應取設備最低工作溫度條件下之 V(BR)DSS值作為參考。 02 漏極電流 其次考慮漏極電流的選擇。基本原則為 MOSFET 實際工作環境中的最大周期漏極電流不大於規格書中標稱最大漏源電流的 90% ；漏極脈沖電流峰值不大於規格書中標稱漏極脈沖電流峰值的 90% 即：ID_max ≤ 90% * ID ID_pulse ≤ 90% * IDP 註：壹般地， ID_max 及 ID_pulse 具有負溫度系數，故應取器件在最大結溫條件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作為參考。器件此參數的選擇是極為不確定的—主要是受工作環境，散熱技術，器件其它參數（如導通電阻，熱阻等）等相互制約影響所致。最終的判定依據是結點溫度（即如下第六條之“耗散功率約束”）。根據經驗，在實際應用中規格書目中之 ID 會比實際最大工作電流大數倍，這是因為散耗功率及溫升之限制約束。在初選計算時期還須根據下面第六條的散耗功率約束不斷調整此參數。建議初選於 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。 03 驅動要求 MOSFEF 的驅動要求由其柵極總充電電量（ Qg ）參數決定。在滿足其它參數要求的情況下，盡量選擇 Qg 小者以便驅動電路的設計。驅動電壓選擇在保證遠離最大柵源電壓（ VGSS ）前提下使 Ron 盡量小的電壓值（壹般使用器件規格書中的建議值）。 04 損耗及散熱 小的 Ron 值有利於減小導通期間損耗，小的 Rth 值可減小溫度差（同樣耗散功率條件下），故有利於散熱。 […]

01 米勒平臺形成的基本原理 MOSFET的柵極驅動過程，可以簡單的理解為驅動源對MOSFET的輸入電容（主要是柵源極電容Cgs）的充放電過程；當Cgs達到門檻電壓之後， MOSFET就會進入開通狀態；當MOSFET開通後，Vds開始下降，Id開始上升，此時MOSFET進入飽和區；但由於米勒效應，Vgs會持續壹段時間不再上升，此時Id已經達到最大，而Vds還在繼續下降，直到米勒電容充滿電，Vgs又上升到驅動電壓的值，此時MOSFET進入電阻區，此時Vds徹底降下來，開通結束。 由於米勒電容阻止了Vgs的上升，從而也就阻止了Vds的下降，這樣就會使損耗的時間加長。（Vgs上升，則導通電阻下降，從而Vds下降） 米勒效應在MOS驅動中臭名昭著，他是由MOS管的米勒電容引發的米勒效應，在MOS管開通過程中，GS電壓上升到某壹電壓值後GS電壓有壹段穩定值，過後GS電壓又開始上升直至完全導通。為什麽會有穩定值這段呢？因為，在MOS開通前，D極電壓大於G極電壓，MOS寄生電容Cgd儲存的電量需要在其導通時註入G極與其中的電荷中和，因MOS完全導通後G極電壓大於D極電壓。米勒效應會嚴重增加MOS的開通損耗。（MOS管不能很快得進入開關狀態） 所以就出現了所謂的圖騰驅動！！選擇MOS時，Cgd越小開通損耗就越小。米勒效應不可能完全消失。 MOSFET中的米勒平臺實際上就是MOSFET處於“放大區”的典型標誌。 用用示波器測量GS電壓，可以看到在電壓上升過程中有壹個平臺或凹坑，這就是米勒平臺。 02 米勒平臺形成的詳細過程 米勒效應指在MOS管開通過程會產生米勒平臺，原理如下。 理論上驅動電路在G級和S級之間加足夠大的電容可以消除米勒效應。但此時開關時間會拖的很長。壹般推薦值加0.1Ciess的電容值是有好處的。 下圖中粗黑線中那個平緩部分就是米勒平臺。 刪荷系數的這張圖 在第壹個轉折點處：Vds開始導通。Vds的變化通過Cgd和驅動源的內阻形成壹個微分。因為Vds近似線性下降，線性的微分是個常數，從而在Vgs處產生壹個平臺。 米勒平臺是由於mos 的g d 兩端的電容引起的，即mos  datasheet裏的Crss 。 這個過程是給Cgd充電，所以Vgs變化很小，當Cgd充到Vgs水平的時候，Vgs才開始繼續上升。 Cgd在mos剛開通的時候，通過mos快速放電，然後被驅動電壓反向充電，分擔了驅動電流，使得Cgs上的電壓上升變緩，出現平臺。 0~t1: Vgs from 0 to Vth.Mosfet沒通.電流由寄生二極管Df. t1~t2: Vgs from Vth to Va. Id t2~t3: Vds下降.引起電流繼續通過Cgd. Vdd越高越需要的時間越長. Ig 為驅動電流. 開始降的比較快.當Vdg接近為零時,Cgd增加.直到Vdg變負,Cgd增加到最大.下降變慢. t3~t4: Mosfet 完全導通,運行在電阻區.Vgs繼續上升到Vgg. 平臺後期，VGS繼續增大，IDS是變化很小，那是因為MOS飽和了。。。，但是，從樓主的圖中，這個平臺還是有壹段長度的。 這個平臺期間，可以認為是MOS 正處在放大期。 前壹個拐點前：MOS 截止期，此時Cgs充電，Vgs向Vth逼進。 前壹個拐點處：MOS 正式進入放大期 後壹個拐點處：MOS 正式退出放大期，開始進入飽和期。 […]

電子產品的研發和生產的進程中，隨著電子元器件的樣品測試，小批量，大批量，數量不斷的增加，“0缺陷”產品是不存在的，有缺陷卻是壹種必然。有缺陷並不可怕，大家最關心的是產品失效以後如何正確找出原因，確定失效機理，避免失效再次發生。今天和大家分享壹些分立元器件的失效分析基本步驟和方法，因篇幅有限，主要講電應力分析，希望對各位工程師朋友們有幫助。 1. 概念 1.1:失效分析隸屬於產品可靠性。 1.2:產品可靠性分析有三種工程方法：可靠性數據；可靠性測試和失效分析 1.3:失效分析是指失效產品的物理和化學反應進行分析，找出機理，分析本質原因。 2.流程 3.應力 產品出廠時理論上是“100%”的良品，之所以失效壹定是外界誘因導致，這些誘因就是各種應力，主要有電應力、熱應力、機械應力、化學應力等。而最常見的壹種就是電應力。怎樣確定是電應力失效，是電流燒壞還是電壓擊穿呢？ 4.案例分析 典型電流燒壞 當大電流經過芯片時，因電流是瞬間，高能量的沖擊，最先燒毀的往往是鍵合線的接觸點，位置會靠近開窗處，如上圖     當元器件中產生脈沖電壓時，因為電壓也是瞬時的，如果在導通良好的開窗處往往可以迅速將電荷消除，而在遠離窗口處更容易擊穿，擊穿處常常表現有“熔孔”的形狀。     在壹些超薄結構的二極管中，因芯片和框架連接是焊接的方式，不使用鍵合方式，沒有開窗口。所以單純從位置很難判斷。這是可以觀察失效點形狀，如上圖呈現“爆米花”形狀，是最常見的電流燒壞。肖特基二極管，因為采用的是金屬半導體結構，內部有壹層金屬薄膜。電壓擊穿時容易發生尖端放電現象，這和金屬薄膜生產時表面粗糙度有關，所以擊穿位置也可能靠近開窗口上訴幾種案例是常見的典型的電流，電壓失效，但是失效種類千奇百怪，更多的是考驗分析師的失效分析能力，個人建議從壹下四點進行提升： 思維嚴謹 註重細節 冷靜分析 知識面寬