自举电路也叫升压电路，是利用自举升压二极管，自举升压电容等电子元件，使电容放电电压和电源电压叠加，从而使电压升高，有的电路升高的电压能达到数倍电源电压。 MOS管自举电路原理 有一个12V的电路，电路中有一个场效应管需要15V的驱动电压，这个电压怎么弄出来？就是用自举。通常用一个电容和一个二极管，电容存储电荷，二极管防止电流倒灌，频率较高的时候，自举电路的电压就是电路输入的电压加上电容上的电压，起到升压的作用。自举电路只是在实践中定的名称，在理论上没有这个概念。自举电路主要是在甲乙类单电源互补对称电路中使用较为普遍。甲乙类单电源互补对称电路在理论上可以使输出电压Vo达到Vcc的一半，但在实际的测试中，输出电压远达不到Vcc的一半。 其中重要的原因就需要一个高于Vcc的电压。所以采用自举电路来升压。常用自举电路（摘自fairchild，使用说明书AN-6076《供高电压栅极驱动器IC 使用的自举电路的设计和使用准则》）the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。 假定那个开关(三极管或者mos管)已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。 下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路。 MOS管自举电容工作原理 自举电容，内部高端MOS需要得到高出IC的VCC的电压，通过自举电路升压得到，比VCC高的电压，否则，高端MOS无法驱动。自举是指通过开关电源MOS管和电容组成的升压电路，通过电源对电容充电致其电压高于VCC。最简单的自举电路由一个电容构成，为了防止升高后的电压回灌到原始的输入电压，会加一个Diode。 自举的好处在于利用电容两端电压不能突变的特性来升高电压。 举个例子来说，如果MOS的Drink极电压为12V，Source极电压原为0V，Gate极驱动电压也为12V，那么当MOS在导通瞬间，Soure极电压会升高为Drink减压减去一个很小的导通压降，那么Vgs电压会接近于0V，MOS在导通瞬间后又会关断，再导通，再关断。 如此下去，长时间在MOS的Drink极与Source间通过的是一个N倍于工作频率的高频脉冲，这样的脉冲尖峰在MOS上会产生过大的电压应力，很快MOS管会被损坏。 如果在MOS的Gate与Source间接入一个小电容，在MOS未导通时给电容充电，在MOS导通，Source电压升高后，自动将Gate极电压升高，便可使MOS保持继续导通。 上管关闭下管打开/下管关闭上管打过程中mos管自举电路工作原理 升压自举电路原理 自举电路也叫升压电路，利用自举升压二极管,自举升压电容等电子元件，使电容放电电压和电源电压叠加，从而使电压升高。有的电路升高的电压能达到数倍电源电压。 升压电路原理 开关直流升压电路(即所谓的boost或者step-up电路)原理the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。  充电过程 在充电过程中，开关闭合(三极管导通)，等效电路如图二，开关(三极管)处用导线代替。这时，输入电压流过电感，二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。   放电过程 如图，这是当开关断开(三极管截止)时的等效电路。当开关断开(三极管截止)时，由于电感的电流 保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电， 电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了，升压完毕。 说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。 常用升压电路 P 沟道高端栅极驱动器 直接式驱动器：适用于最大输入电压小于器件的栅- 源极击穿电压。开放式收集器：方法简单，但是不适用于直接驱动高速电路中的MOSFET。 电平转换驱动器：适用于高速应用，能够与常见PWM 控制器无缝式工作。 N 沟道高端栅极驱动器 直接式驱动器：MOSFET最简单的高端应用，由PWM 控制器或以地为基准的驱动器直接驱动，但它必须满足下面两个条件： VCC<vgs,max< p=””> Vdc<vcc-vgs,miller< p=””> 浮动电源栅极驱动器：独立电源的成本影响是很显著的。光耦合器相对昂贵，而且带宽有限，对噪声敏感。 变压器耦合式驱动器：在不确定的周期内充分控制栅极，但在某种程度上，限制了开关性能。但是，这是可以改善的，只是电路更复杂了。 电荷泵驱动器：对于开关应用，导通时间往往很长。由于电压倍增电路的效率低，可能需要更多低电压级泵。 自举式驱动器：简单，廉价，也有局限；例如，占空比和导通时间都受到刷新自举电容的限制。

电路设计不仅有很多技巧，同样也存在很多误区。本文将介绍电路稳定性设计当中的十个误区。 误区1 产品故障=产品不可靠 产品出现问题，有时候并不是研发的问题。曾经有案例，面向国内中等以上发达地区的设备，因为在国内用的不错，所以出口到了哥伦比亚，但在那里频频故障，原因就在于中国大陆中等以上发达地区的海拔都比较低，所以高海拔地区，设备的气密性受到了挑战，设备内外压差增大泄露率增加。 项目立项时只考虑了低海拔，所以人家的设计是没问题的，您老总就这样要求的嘛，谁决策了拿这个型号出口哥伦比亚，他才是罪魁祸首。如果管研发的老总参与决策而没提出反对意见，他简直就是最大的罪人，毕竟销售的高管决策不懂技术还是可以原谅的，技术副总的错误则是无能。 产品可靠性是“规定的时间、规定的条件下，完成规定功能的能力”。读者一定细细品味这个定义，格物致知，看看谁在格这个定义的时候能达到更多的致知。使用现场的条件常常超过了规定的条件，而这个超出很大可能是隐含的。 误区2 过渡过程=稳态过程 在企业里做技术工作，我们常遇到一种现象，在厂子里产品一点问题也不出现，到了用户现场，就频频遭遇故障。还有一种现象，在开关机时或电网波动的应用场合，设备的故障率偏高。作为一个常见现象，不知是否有过关于此的更深入思考。这里面涉及到了一个技术思维方法论的关键性概念 —— 过渡过程。 任何事物都有稳态和动态两种情况，在事物从一个稳态跳变到另一个稳态的过程中，并不是一下子跳变完成的，如（图1），而是都要经历一个变化的过程，这个道理谁都理解，说时迟那时快的电光石火之间，那也是需要时间的。这个过程就是过渡过程，那么这个过渡过程的变化状态是什么样的呢？其过程波形如（图2）。 学过《自动控制原理》的读者会觉得这个波形有点面熟，对了，它就是二阶系统的阶跃响应曲线，在这条曲线里，上升时间tr和超调量δ是一对矛盾，tr越小，则δ越大，反之，tr越大，则δ越小。 误区3 降额很容易做到，没啥问题 降额谁都会，如画画，谁都会，但不是谁都能靠画画生存。这里仅作一简单总结： 同功能、但不同工艺的器件降额系数不同； 可调器件和定值器件降额系数不同； 负载不同，降额系数不同； 同规格导线在多匝和单匝应用时降额系数不同； 部分参数不可降额； 结温降额不可遗漏。 误区4 Ta，器件可放心使用 器件损坏为何常被称之为“烧”？原因就是器件失效大都是热失效，具体注意事项有：器件环境温度≠整机环境温度，器件环境受到机箱内其他器件散热的影响，一般器件环境温度比整机环境温度要高。 误区5 电子可靠性跟机械、软件专业无关 安装、布线、布局、喷涂的处理都会影响电气性能；电磁兼容、虚焊、散热、振动噪声、腐蚀、接地都和结构有关；软件的防错、判错、纠错、容错处理措施可避免机械和电子缺陷问题。 误区6 简单器件Datasheet有没有无所谓 做设计时一定要拿到所有器件的Datasheet，然后阅读其上的所有图形图表和参数，最后是在设计上和这些曲线建立联系。如二极管的V-I特性曲线，设计时需要谨慎确认该器件在我们电路中的静态工作点。 误区7 可维修性跟我无关 电子产品可靠性的目的是什么？是赚钱。赚钱靠什么？开源和节流。开源难，节流易，不要总想着从材料费上省，材料费省了，维修费高了，从早死换成了晚死，早晚还是死，何必呢？莫不如早死早托生。最好的方式就是重视可维修性，省掉这部分费用。这是货真价实的利润。 误区8 制程控制不好是没有好的工艺人员 制程控制不好不仅仅是工艺人员的问题，这是一条价值链的建设过程。设计工程师对器件的要求、采购工程师的厂家选择、检验环节的控制内容以及设计上对器件关键指标的部分。 检测方法不应引入元器件的失效机理和损伤、装配环节也不应引入损伤（波峰焊炉温控制，手工焊接台面的防静电处理等）、出厂检验环节应该检查器件参数漂移可能会导致产品故障的部分内容、维修环节不应引入失效。 由上可以看出，出现问题哪是区区两位工艺工程师能保证得了的。所以总结出具体的做法是建立一致性，一致性的前提是设计人员提供充分、有主次的技术信息，工艺仅仅是依据设计图纸和设计文件来保障制造可靠性无限逼近于设计可靠性。 误区9 MTBF与单台机器的故障率的关系 MTBF是宏观、统计的概念，单台机器故障是微观、具体的概念。客户最喜欢问一个问题“你这个产品的MTBF值是10000小时，那我买你的这一台是不是10000h内就不会出现问题？”这是一个关公战秦琼谁更厉害的概念，让我说他俩的换算关系，您先告诉我是1km大还是1kg大？ 误区10 加强测试就可解决可靠性问题 此问题既然能名列十大误区之一，其定义自然是错误的。总结有三： 有些问题通过模拟测试实验根本测不出来； 测试手段=工程计算+规范审查+模拟试验+电子仿真； 通过温度加强试验的结果计算不出对应的低温工作时间

我們在平常的PCB設計中會遇到各種各樣的安全間距的問題，比如像過孔跟焊盤的間距，走線跟走線之間的間距等等都是我們應該要考慮到的地方。那麽我們今天就把這些間距要求分為兩類，一類是：電氣安全間距；另一類為：非電氣安全間距。 電氣安全間距： 1.導線之間間距： 根據PCB生產產家的生產能力，走線與走線之間的間距不得低於4MIL。線距，也是線到線，線到焊盤的間距。那麽，從我們的生產角度出發的話，當然是在有條件的情況下越大越好了。一般常規的10MIL比較常見了。 2.焊盤孔徑與焊盤寬度： 根據PCB生產廠家，焊盤孔徑如果以機械鉆孔方式，不得低於0.2mm，如果以鐳射鉆孔方式，不得低於4mil。而孔徑公差根據板材不同略微有所區別。一般能管控在0.05mm以內內。焊盤寬度不得低0.2mm。 3.焊盤與焊盤之間的間距： 根據PCB生產廠家的加工能力，焊盤與焊盤之間間距不得小於0.2MM。 4.銅皮與板邊之間的間距： 帶電銅皮與PCB板邊的間距不小於0.3mm，如果是大面積鋪銅，通常也是與板邊需要有內縮距離，一般設為20mil。一般情況下，出於電路板成品機械考慮，或者避免銅皮裸露在板邊可能引起的卷邊或電氣短路等情況發生，工程師經常會將大面積鋪銅塊相對於板邊內縮20mil，而不是一直將銅皮鋪到板邊沿。這種銅皮內縮的處理方法有很多種。比如板邊繪制keepout層，然後設置鋪銅與keepout的距離。 非電氣安全間距： 1. 字符的寬度和高度及間距： 關於絲印的字符我們一般使用常規的值如：5/30 6/36 MIL等。因為當文字太小時，加工印刷出來會模糊不清。 2.絲印到焊盤的距離： 絲印不允許上焊盤。因為絲印若蓋上焊盤，在上錫的時候絲印處將不能上錫，從而影響元器件裝貼。一般板廠要求預留8mil的間距。如果是因為一些PCB板面積是在很緊密，我們做到4MIL的間距也是勉強可以接受的。那麽，如果絲印在設計時不小心蓋過焊盤，板廠在制造時會自動消除留在焊盤上的絲印部分以保證焊盤上錫。所以需要我們註意一下。 3.機械結構上的3D高度和水平間距： PCB上器件在裝貼時要考慮到水平方向上和空間高度上會不會與其他機械結構有沖突。因此在設計時，要充分考慮到元器件之間，以及PCB成品與產品外殼之間，空間結構上的適配性，為各目標對象預留安全間距。

PN結二極管經常用來制作電開關。在正偏狀態，即開態，很小的外加電壓就能產生較大的電流；在反偏狀態，即關態，只有很小的電流存在於PN結內。  我們感興趣的開關電路參數就是電路的開關速度。下面的內容會定性地討論二極管的開關瞬態以及電荷的存儲效應。在不經任何數學推導的情況下，簡單給出描述開關時間的表達式。   二極管的作用 利用二極管正、反向電流相差懸殊這一特性，可以把二極管作開關使用。 當開關K打向A時，二極管處於正向，電流很大，相當於接有負載的外回路與電源相連的開關閉合，回路處於接通狀態（開態）； 當開關K打向B時，二極管處於反向，反向電流很小，相當於外回路的開關斷開，回路處於斷開狀態（關態）。 V1為外加電源電壓，VJ為二極管的正向壓降，對矽管VJ約為0.7V，鍺管VJ約為0.25V，RL為負載電阻。 在開態時，流過負載的穩態電流為I1： 通常VJ遠小於V1，所以上式可近似寫為： 在關態時，流過負載的電流就是二極管的反向電流IR。 假設外加脈沖的波形如圖(a)所示，則流過二極管的電流就如圖(b)所示。 接通過程中，二極管P區向N區輸運大量空穴，N區向P區輸運大量電子。隨著時間的延長，N區內空穴和P區內電子不斷增加，直到穩態時停止。在穩態時，流入N區的空穴正好與N區內復合掉的空穴數目相等，流入P區的電子也正好與P區內復合掉的電子數目相等，達到動態平衡，流過P-N結的電流為一常數I1。 隨著勢壘區邊界上的空穴和電子密度的增加，P-N結上的電壓逐步上升，在穩態即為VJ。此時，二極管就工作在導通狀態。 當某一時刻在外電路上加的正脈沖跳變為負脈沖時： 正向時積累在各區的大量少子要被反向偏置電壓拉回到原來的區域，開始時的瞬間，流過P-N結的反向電流很大，經過一段時間後，原本積累的載流子一部分通過復合，一部分被拉回原來的區域，反向電流才恢復到正常情況下的反向漏電流值IR。 正向導通時少數載流子積累的現象稱為電荷儲存效應。二極管的反向恢復過程就是由於電荷儲存所引起的。反向電流保持不變的這段時間就稱為儲存時間ts。在ts之後，P-N結上的電流到達反向飽和電流IR，P-N結達到平衡。定義流過P-N結的反向電流由I2下降到0.1 I2時所需的時間為下降時間tf。儲存時間和下降時間之和為（ts+tf）稱為P-N結的關斷時間（即為反向恢復時間）。 反向恢復時間限制了二極管的開關速度： 如果脈沖持續時間比二極管反向恢復時間長得多，這時負脈沖能使二極管徹底關斷，起到良好的開關作用； 如果脈沖持續時間和二極管的反向恢復時間差不多甚至更短的話，這時由於反向恢復過程的影響，負脈沖不能使二極管關斷。 所以要保持良好的開關作用，脈沖持續時間不能太短，也就意味著脈沖的重復頻率不能太高，這就限制了開關的速度。

壹位工程師曾經對我講，他從來不看MOSFET數據表的第壹頁，因為“實用”的信息只在第二頁以後才出現。事實上，MOSFET數據表上的每壹頁都包含有對設計者非常有價值的信息。但人們不是總能搞得清楚該如何解讀制造商提供的數據。本文概括了壹些MOSFET的關鍵指標，這些指標在數據表上是如何表述的，以及妳理解這些指標所要用到的清晰圖片。像大多數電子器件壹樣，MOSFET也受到工作溫度的影響。所以很重要的壹點是了解測試條件，所提到的指標是在這些條件下應用的。還有很關鍵的壹點是弄明白妳在“產品簡介”裏看到的這些指標是“最大”或是“典型”值，因為有些數據表並沒有說清楚。 電壓等級 確定MOSFET的首要特性是其漏源電壓VDS，或“漏源擊穿電壓”，這是在柵極短路到源極，漏極電流在250μA情況下，MOSFET所能承受的保證不損壞的最高電壓。VDS也被稱為“25℃下的絕對最高電壓”，但是壹定要記住，這個絕對電壓與溫度有關，而且數據表裏通常有壹個“VDS溫度系數”。妳還要明白，最高VDS是直流電壓加上可能在電路裏存在的任何電壓尖峰和紋波。例如，如果妳在電壓30V並帶有100mV、5ns尖峰的電源裏使用30V器件，電壓就會超過器件的絕對最高限值，器件可能會進入雪崩模式。在這種情況下，MOSFET的可靠性沒法得到保證。 在高溫下，溫度系數會顯著改變擊穿電壓。例如，壹些600V電壓等級的N溝道MOSFET的溫度系數是正的，在接近最高結溫時，溫度系數會讓這些MOSFET變得象650V MOSFET。很多MOSFET用戶的設計規則要求10%～20%的降額因子。在壹些設計裏，考慮到實際的擊穿電壓比25℃下的額定數值要高5%~10%，會在實際設計中增加相應的有用設計裕量，對設計是很有利的。 對正確選擇MOSFET同樣重要的是理解在導通過程中柵源電壓VGS的作用。這個電壓是在給定的最大RDS(on)條件下，能夠確保MOSFET完全導通的電壓。這就是為什麽導通電阻總是與VGS水平關聯在壹起的原因，而且也是只有在這個電壓下才能保證器件導通。壹個重要的設計結果是，妳不能用比用於達到RDS(on)額定值的最低VGS還要低的電壓，來使MOSFET完全導通。例如，用3.3V微控制器驅動MOSFET完全導通，妳需要用在VGS= 2.5V或更低條件下能夠導通的MOSFET。 導通電阻，柵極電荷，以及“優值系數” MOSFET的導通電阻總是在壹個或多個柵源電壓條件下確定的。最大RDS(on)限值可以比典型數值高20%～50%。 RDS(on)最大限值通常指的25℃結溫下的數值，而在更高的溫度下，RDS(on)可以增加30%～150%，如圖1所示。由於RDS(on)隨溫度而變，而且不能保證最小的電阻值，根據RDS(on)來檢測電流不是很準確的方法。 圖1 RDS(on)在最高工作溫度的30%～150%這個範圍內隨溫度增加而增加 導通電阻對N溝道和P溝道MOSFET都是十分重要的。在開關電源中，Qg是用在開關電源裏的N溝道MOSFET的關鍵選擇標準，因為Qg會影響開關損耗。這些損耗有兩個方面影響：壹個是影響MOSFET導通和關閉的轉換時間；另壹個是每次開關過程中對柵極電容充電所需的能量。要牢記的壹點是，Qg取決於柵源電壓，即使用更低的Vgs可以減少開關損耗。 作為壹種快速比較準備用在開關應用裏MOSFET的方式，設計者經常使用壹個單數公式，公式包括表示傳導損耗RDS(on)及表示開關損耗的Qg：RDS(on) xQg。這個“優值系數”(FOM)總結了器件的性能，可以用典型值或最大值來比較MOSFET。要保證在器件中進行準確的比較，妳需要確定用於RDS(on) 和Qg的是相同的VGS，在公示裏典型值和最大值沒有碰巧混在壹起。較低的FOM能讓妳在開關應用裏獲得更好的性能，但是不能保證這壹點。只有在實際的電路裏才能獲得最好的比較結果，在某些情況下可能需要針對每個MOSFET對電路進行微調。 額定電流和功率耗散 基於不同的測試條件，大多數MOSFET在數據表裏都有壹個或多個的連續漏極電流。妳要仔細看看數據表，搞清楚這個額定值是在指定的外殼溫度下(比如TC = 25℃)，或是環境溫度(比如TA = 25℃)。這些數值當中哪些是最相關將取決於器件的特性和應用(見圖2)。 圖2  全部絕對最大電流和功率數值都是真實的數據 對於用在手持設備裏的小型表面貼裝器件，關聯度最高的電流等級可能是在70℃環境溫度下的電流，對於有散熱片和強制風冷的大型設備，在TA = 25℃下的電流等級可能更接近實際情況。對於某些器件來說，管芯在其最高結溫下能夠處理的電流要高於封裝所限定的電流水平，在壹些數據表，這種“管芯限定”的電流等級是對“封裝限定”電流等級的額外補充信息，可以讓妳了解管芯的魯棒性。 對於連續的功率耗散也要考慮類似的情況，功耗耗散不僅取決於溫度，而且取決於導通時間。設想壹個器件在TA= 70℃情況下，以PD=4W連續工作10秒鐘。構成“連續”時間周期的因素會根據MOSFET封裝而變化，所以妳要使用數據表裏的標準化熱瞬態阻抗圖，看經過10秒、100秒或10分鐘後的功率耗散是什麽樣的。如圖3所示，這個專用器件經過10秒脈沖後的熱阻系數大約是0.33，這意味著經過大約10分鐘後，壹旦封裝達到熱飽和，器件的散熱能力只有1.33W而不是4W，盡管在良好冷卻的情況下器件的散熱能力可以達到2W左右。 圖3   MOSFET在施加功率脈沖情況下的熱阻 實際上，我們可以把MOSFET選型分成四個步驟。 第壹步：選用N溝道還是P溝道 為設計選擇正確器件的第壹步是決定采用N溝道還是P溝道MOSFET。在典型的功率應用中，當壹個MOSFET接地，而負載連接到幹線電壓上時，該MOSFET就構成了低壓側開關。在低壓側開關中，應采用N溝道MOSFET，這是出於對關閉或導通器件所需電壓的考慮。當MOSFET連接到總線及負載接地時，就要用高壓側開關。通常會在這個拓撲中采用P溝道MOSFET，這也是出於對電壓驅動的考慮。 要選擇適合應用的器件，必須確定驅動器件所需的電壓，以及在設計中最簡易執行的方法。下壹步是確定所需的額定電壓，或者器件所能承受的最大電壓。額定電壓越大，器件的成本就越高。根據實踐經驗，額定電壓應當大於幹線電壓或總線電壓。這樣才能提供足夠的保護，使MOSFET不會失效。就選擇MOSFET而言，必須確定漏極至源極間可能承受的最大電壓，即最大VDS。知道MOSFET能承受的最大電壓會隨溫度而變化這點十分重要。設計人員必須在整個工作溫度範圍內測試電壓的變化範圍。額定電壓必須有足夠的余量覆蓋這個變化範圍，確保電路不會失效。設計工程師需要考慮的其他安全因素包括由開關電子設備(如電機或變壓器)誘發的電壓瞬變。不同應用的額定電壓也有所不同；通常，便攜式設備為20V、FPGA電源為20～30V、85～220VAC應用為450～600V。 第二步：確定額定電流 第二步是選擇MOSFET的額定電流。視電路結構而定，該額定電流應是負載在所有情況下能夠承受的最大電流。與電壓的情況相似，設計人員必須確保所選的MOSFET能承受這個額定電流，即使在系統產生尖峰電流時。兩個考慮的電流情況是連續模式和脈沖尖峰。在連續導通模式下，MOSFET處於穩態，此時電流連續通過器件。脈沖尖峰是指有大量電湧(或尖峰電流)流過器件。壹旦確定了這些條件下的最大電流，只需直接選擇能承受這個最大電流的器件便可。 選好額定電流後，還必須計算導通損耗。在實際情況下，MOSFET並不是理想的器件，因為在導電過程中會有電能損耗，這稱之為導通損耗。MOSFET在“導通”時就像壹個可變電阻，由器件的RDS(ON)所確定，並隨溫度而顯著變化。器件的功率耗損可由Iload2×RDS(ON)計算，由於導通電阻隨溫度變化，因此功率耗損也會隨之按比例變化。對MOSFET施加的電壓VGS越高，RDS(ON)就會越小；反之RDS(ON)就會越高。對系統設計人員來說，這就是取決於系統電壓而需要折中權衡的地方。對便攜式設計來說，采用較低的電壓比較容易(較為普遍)，而對於工業設計，可采用較高的電壓。註意RDS(ON)電阻會隨著電流輕微上升。關於RDS(ON)電阻的各種電氣參數變化可在制造商提供的技術資料表中查到。 技術對器件的特性有著重大影響，因為有些技術在提高最大VDS時往往會使RDS(ON)增大。對於這樣的技術，如果打算降低VDS和RDS(ON)，那麽就得增加晶片尺寸，從而增加與之配套的封裝尺寸及相關的開發成本。業界現有好幾種試圖控制晶片尺寸增加的技術，其中最主要的是溝道和電荷平衡技術。 在溝道技術中，晶片中嵌入了壹個深溝，通常是為低電壓預留的，用於降低導通電阻RDS(ON)。為了減少最大VDS對RDS(ON)的影響，開發過程中采用了外延生長柱/蝕刻柱工藝。例如，飛兆半導體開發了稱為SuperFET的技術，針對RDS(ON)的降低而增加了額外的制造步驟。 這種對RDS(ON)的關註十分重要，因為當標準MOSFET的擊穿電壓升高時，RDS(ON)會隨之呈指數級增加，並且導致晶片尺寸增大。SuperFET工藝將RDS(ON)與晶片尺寸間的指數關系變成了線性關系。這樣，SuperFET器件便可在小晶片尺寸，甚至在擊穿電壓達到600V的情況下，實現理想的低RDS(ON)。結果是晶片尺寸可減小達35%。而對於最終用戶來說，這意味著封裝尺寸的大幅減小。 第三步：確定熱要求 選擇MOSFET的下壹步是計算系統的散熱要求。設計人員必須考慮兩種不同的情況，即最壞情況和真實情況。建議采用針對最壞情況的計算結果，因為這個結果提供更大的安全余量，能確保系統不會失效。在MOSFET的資料表上還有壹些需要註意的測量數據；比如封裝器件的半導體結與環境之間的熱阻，以及最大的結溫。 器件的結溫等於最大環境溫度加上熱阻與功率耗散的乘積(結溫=最大環境溫度+[熱阻×功率耗散])。根據這個方程可解出系統的最大功率耗散，即按定義相等於I2×RDS(ON)。由於設計人員已確定將要通過器件的最大電流，因此可以計算出不同溫度下的RDS(ON)。值得註意的是，在處理簡單熱模型時，設計人員還必須考慮半導體結/器件外殼及外殼/環境的熱容量；即要求印刷電路板和封裝不會立即升溫。 雪崩擊穿是指半導體器件上的反向電壓超過最大值，並形成強電場使器件內電流增加。該電流將耗散功率，使器件的溫度升高，而且有可能損壞器件。半導體公司都會對器件進行雪崩測試，計算其雪崩電壓，或對器件的穩健性進行測試。計算額定雪崩電壓有兩種方法；壹是統計法，另壹是熱計算。而熱計算因為較為實用而得到廣泛采用。不少公司都有提供其器件測試的詳情，如飛兆半導體提供了“Power MOSFET Avalanche Guidelines”（ Power MOSFET Avalanche Guidelines–可以到Fairchild網站去下載）。除計算外，技術對雪崩效應也有很大影響。例如，晶片尺寸的增加會提高抗雪崩能力，最終提高器件的穩健性。對最終用戶而言，這意味著要在系統中采用更大的封裝件。 第四步：決定開關性能 選擇MOSFET的最後壹步是決定MOSFET的開關性能。影響開關性能的參數有很多，但最重要的是柵極/漏極、柵極/ 源極及漏極/源極電容。這些電容會在器件中產生開關損耗，因為在每次開關時都要對它們充電。MOSFET的開關速度因此被降低，器件效率也下降。為計算開關過程中器件的總損耗，設計人員必須計算開通過程中的損耗(Eon)和關閉過程中的損耗(Eoff)。MOSFET開關的總功率可用如下方程表達：Psw=(Eon+Eoff)×開關頻率。而柵極電荷(Qgd)對開關性能的影響最大。 […]

MOS設計選型的幾個基本原則 建議初選之基本步驟： 01 電壓應力 在電源電路應用中，往往首先考慮漏源電壓 VDS 的選擇。在此上的基本原則為 MOSFET 實際工作環境中的最大峰值漏源極間的電壓不大於器件規格書中標稱漏源擊穿電壓的 90% 。即：VDS_peak ≤ 90% * V(BR)DSS 註：壹般地， V(BR)DSS 具有正溫度系數。故應取設備最低工作溫度條件下之 V(BR)DSS值作為參考。 02 漏極電流 其次考慮漏極電流的選擇。基本原則為 MOSFET 實際工作環境中的最大周期漏極電流不大於規格書中標稱最大漏源電流的 90% ；漏極脈沖電流峰值不大於規格書中標稱漏極脈沖電流峰值的 90% 即：ID_max ≤ 90% * ID ID_pulse ≤ 90% * IDP 註：壹般地， ID_max 及 ID_pulse 具有負溫度系數，故應取器件在最大結溫條件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作為參考。器件此參數的選擇是極為不確定的—主要是受工作環境，散熱技術，器件其它參數（如導通電阻，熱阻等）等相互制約影響所致。最終的判定依據是結點溫度（即如下第六條之“耗散功率約束”）。根據經驗，在實際應用中規格書目中之 ID 會比實際最大工作電流大數倍，這是因為散耗功率及溫升之限制約束。在初選計算時期還須根據下面第六條的散耗功率約束不斷調整此參數。建議初選於 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。 03 驅動要求 MOSFEF 的驅動要求由其柵極總充電電量（ Qg ）參數決定。在滿足其它參數要求的情況下，盡量選擇 Qg 小者以便驅動電路的設計。驅動電壓選擇在保證遠離最大柵源電壓（ VGSS ）前提下使 Ron 盡量小的電壓值（壹般使用器件規格書中的建議值）。 04 損耗及散熱 小的 Ron 值有利於減小導通期間損耗，小的 Rth 值可減小溫度差（同樣耗散功率條件下），故有利於散熱。 […]